Tải bản đầy đủ

Luận văn tốt nghiệp Điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha dùng Fuzzy logic

Chương 1
TỔNG QUAN
1.1 Tổng quan lĩnh vực nghiên cứu, các kết quả nghiên cứu
1.1.1. Tổng quan lĩnh vực nghiên cứu
Ngày nay đã phát triển nhiều phương pháp điều khiển động cơ
 Phương pháp V/f:
 Phương pháp DTC:
 Phương pháp FOC: Là kỹ thuật được sử dụng phổ biến với hiệu suất cao trong
việc điều khiển động cơ vì từ thông và moment có thể được điều khiển độc lập.
FOC là phương pháp điều khiển dòng stator chủ yếu dựa vào biên độ và góc pha
và đặc trưng là các vector. Điều khiển này cơ bản dựa vào sự tham chiếu về thời
gian và tốc độ trên hệ trục d – q, đây là hệ trục bất biến. Sự tham chiếu này nhằm
mục đích để hướng việc khảo sát động cơ KĐB thành việc khảo sát của động cơ
DC.
Điều khiển hiện đại dựa trên kỹ thuật trí tuệ nhân tạo hay còn gọi là điều
khiển thông minh, các hệ thống ứng dụng trí tuệ nhân tạo được gọi là các hệ
thống tự tổ chức.
Hệ thống chuyên gia thuộc về tính toán cứng được xem là kỹ thuật trí tuệ
nhân tạo đầu tiên. Trong hai thập niên gần đây kỹ thuật tính toán mềm được sử
dụng rộng rãi trong truyền động điện đó là:
 Hệ logic mờ

 Mạng nơ-ron – Mờ
 Mạng nơ-ron nhân tạo
 Giải thuật di truyền GA
 Giải thuật bầy đàn PSO
1.1.2. Một số công trình nghiên cứu có liên quan
[1] P.Tripura and Y.Srinivasa Kishore Babu, “Fuzzy Logic Speed Control of
Three Phase Induction Motor Drive”, World Academy of Science, Engineering
and Technology 60 2011.
Điều khiển tốc độ động cơ cảm ứng 3 pha dùng bộ PI truyền thống thường
cho đáp ứng tốt với tải và tốc độ động cơ ổn định, nhưng trong thực tế tải đầu
trục động cơ, tốc độ động cơ thừơng hay bị thay đổi do thực tế sử dụng, nên bộ
PI tỏ ra kém hiệu quả, để cải thiện điều này bằng cách sử dụng logic mờ, tác giả
đã sử dụng bộ điều khiển FLC nhằm khắc phục được những hạn chế của PI
truyền thống, và cho đáp ứng điều khiển tốt hơn, tuy nhiên số luật điều khiển và
biến mờ là nhiều, nên việc lựa chọ biến mờ và luật mờ sẽ phức tạp và mất nhiều
thời gian điều chỉnh, hơn nữa khi mô phỏng thời gian mô phỏng sẽ dài hơn do số
GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 1

HV: PHẠM THỊ HẰNG


biến mờ và luật mờ, và kết quả mô phỏng thường cho độ vọt lố về momen cao
hơn với PI
[2] Biranchi Narayan Kar, K.B. Mohanty, “Indirect Vector Control of Induction
Motor Using Fuzzy Logic Controller”, Department of Electrical Engineering,
National Institute of Technology, Rourkela-769008.
Điều khiển véc tơ gián tiếp động cơ không đồng bộ 3 pha sử dụng logic
mờ cũng cho kết quả tốt nhưng số luật điều khiển và biến mờ vẫn nhiều dẫn đến
phức tạp trong thiết kế bộ PI mờ và kết quả mô phỏng thu được cũng tương tự
như [1]
[3] M. N. Uddin, T. S. Radwan and M. A. Rahman “Performances of FuzzyLogic Based Indirect Vector Control for Induction Motor Drive,” IEEE
Transactions on Industry Applications, Vol. 38, No. 5, pp. 1219-1225,
September/October, 2002.
Hệ thống điều khiển vector gián tiếp truyền thống sử dụng bộ điều khiển
PI thông thường cho hồi tiếp tốc độ vì sự đơn giản và ổn định. Tuy nhiên, sự thay
đổi bất ngờ điều kiện tải trọng hoặc các yếu tố môi trường sẽ tạo ra vọt lố, dao
động của tốc độ động cơ, dao động của mô-men xoắn, thời gian để đạt ổn định
kéo dài và do đó làm giảm hiệu suất truyền động. Để khắc phục điều này, một bộ


điều khiển thông minh dựa vào logic mờ có thể được sử dụng gọi là bộ điều chỉnh
PI mờ. Logic mờ có những lợi thế nhất định so với các bộ điều khiển cổ điển như
điều khiển đơn giản, chi phí thấp, và có thể thiết kế mà không cần biết các mô
hình toán học chính xác của đối tượng.
Kết quả điều khiển có tốt hơn bộ PI truyền thống nhưng số luật mờ, biến
mờ vẫ nhiều và phức tạp tương tự như [1], [2]
1.2 Mục tiêu và phạm vi nghiên cứu
1.2.1 Mục tiêu nghiên cứu
Tìm hiểu bộ điều khiển logic mờ điều khiển tốc độ động cơ không đồng
bộ ba pha, áp dụng lý thuyết mờ vào kỹ thuật điều khiển hiện đại FOC cho các hệ
truyền động động cơ không đồng bộ 3 pha.
1.2.2 Phạm vi nghiên cứu
Đề tài tập trung nghiên cứu “Điều khiển tốc độ động cơ điện không đồng bộ ba
pha sử dụng logic mờ”.
1.2.3. Nhiệm vụ nghiên cứu
GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 2

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Tìm hiểu một số phương pháp điều khiển hiện đại trong điều khiển động
cơ không đồng bộ ba pha, đề xuất phương pháp điều khiển FOC.
Tìm hiểu, nghiên cứu sử dụng lý thuyết logic mờ trong điều khiển động cơ
không đồng bộ ba pha, đề xuất bộ điều khiển mờ FLC thay thế cho bộ điều khiển
PI cổ điển.
Mô phỏng hệ truyền động điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha theo
phương pháp FOC dùng bộ điều khiển mờ thay cho PI truyền thống dùng phần
mềm Matlab-Simulink.
1.2.4. Phương pháp nghiên cứu
Tìm hiểu và tham khảo mô hình toán học của động cơ không đồng bộ ba
pha.
Tìm hiểu và tham khảo mô hình điều khiển động cơ không đồng bộ
dung bộ PI truyền thống.
Xây dựng mô hình mô phỏng hệ truyền động điều khiển tốc độ động cơ
không đồng bộ dùng bộ điều khiển logic mờ FLC.
Phân tích các kết quả nhận được và so sánh với bộ điều khiển PI Truyền
thống.
Đánh giá, Kết luận. Đề xuất hướng phát triển của đề tài.
1.3. Tính cần thiết của đề tài
- Có thể nghiên cứu để ứng dụng thực tiễn trong điều khiển động cơ không đồng
bộ ba pha do có đáp ứng tốt.
- Dùng làm tài liệu tham khảo cho các đề tài nghiên cứu khác về động cơ
- Làm tài liệu tham khảo cho thiết kế, vận hành máy điện
1.4. Tính mới của để tài
Tác giả nghiên cứu thiết kế bộ PI mờ bằng việc sử dụng số luật điều khiển ít hơn,
dễ điều chỉnh và đáp ứng tốt, nghiên cứu mô phỏng điều khiển mô hình động cơ
dùng Matlab và cho kết quả tốt.

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 3

HV: PHẠM THỊ HẰNG


CHƯƠNG 2
CƠ SỞ LÝ THUYẾT
2.1. Động cơ không đồng bộ 3 pha
Máy điện không đồng bộ là loại máy điện xoay chiều, làm việc
theo nguyên lý cảm ứng điện từ, Dòng điện ba pha đối xứng trong dây quấn
ba pha sẽ tạo ra từ trường quay với tốc độ đồng bộ

ω s (rad/s) làm cho roto

quay với tốc độ là ωr khác tốc độ của từ trường quay.

Hình 2.1. Máy điện KĐB 3 pha
2.2. Mạch điện tương đương của động cơ không đồng bộ.
Mô hình của động cơ được xây dựng với giả thiết:
Các tổn hao sắt từ và sự bão hòa từ có thể bỏ qua.
Dòng từ hóa và từ trường được phân bố hình sin trên bề mặt
khe từ.
Các giá trị điện trở và điện cảm được coi là không đổi.
R s

Ls
1

Is

Vs

Lr

E

2

1

2

1

Lm

Im

E

R r

2

M a c h s ta to r

M a c h ro to r

Hình 2.2. Sơ đồ tương đương một pha của động cơ không đồng bộ.
Vs : Điện áp pha của lưới điện cung cấp cho động cơ.
Lm : Hỗ cảm giữa stator và rotor.
E : Sức điện động cảm ứng trong dây quấn stator.
2.3.
Vector không gian và các đại lượng ba pha.[4]
Ba dòng điện đó thỏa mãn phương trình:
isa(t) + isb(t) + isc(t) = 0

(2.1)

Trong đó từng dòng điện pha thỏa mãn các công thức sau:
GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 4

HV: PHẠM THỊ HẰNG


i sa (t ) = i s cos(ω s t )

(2.2)

i sb (t ) = i s cos(ω s t + 120 o )

(2.3)

i sc (t ) = i s cos(ω s t + 240 o )

(2.4)

2.4. Các phương trình cơ bản của động cơ ba pha.
Phương trình của từ thông stator và từ thông rotor:

Ψ s = is Ls + ir Lm

(2.25)

Ψ r = is Lm + ir Lr

(2.26)
Động cơ không đồng bộ là một hệ điện cơ nên ta có phương trình cơ:
j dω
Ce = M T +
(2.27)
p dt
Với :

j : Moment quán tính cơ.
P : Số đôi cực của động cơ.
ω : Tốc độ góc của rotor.
MT : Moment tải.
Ce : Moment điện từ.

2.5. Mô hình trạng thái động cơ trên hệ tọa độ stator αβ

Hình 2.12. Vec-tơ dòng stator trên hệ tọa độ cố định αβ và hệ tọa độ dq
 1 1−σ
disα
= −
+
dt
 σ Ts σ Tr


1−σ '
1− σ
1
Ψ rα +
ωΨ 'r β +
U sα
÷isα +
σ
T
σ
σ
Ls
r


 1 1−σ 
1− σ ' 1− σ
1
= −
+
Ψ rβ −
ωΨ 'rα +
U sβ
÷is β +
dt
σ Tr
σ
σ Ls
 σ Ts σ Tr 

(2.54)

dis β


dt

'


=

1
1
isα − Ψ 'rα − ωΨ 'r β
Tr
Tr

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 5

(2.55)
(2.56)

HV: PHẠM THỊ HẰNG


d Ψ 'r β
dt

=

1
1
isβ − Ψ 'r β + ωΨ 'rα
Tr
Tr

(2.57)

p
d ω  3 L2m
=
p ( Ψ 'rα isβ − Ψ 'r β isα ) 
dt  2 Lr
 j
3 Lm
Ce =
p ( Ψ rα isβ − Ψ r β isα )
2 Lr

(2.58)
(2.59a)

2.6. Mô hình trạng thái của động cơ trong hệ trục quay dq.
2.6.1. Các phép chuyển đổi hệ trục tọa độ
a) Phép chuyển đổi abc → αβ và αβ → abc

Hình 2.15. Dòng điện stator is trong hệ tọa độ abc và hệ tọa độ αβ
Triển khai cho vectơ dòng:

2
iss = isa cos ( 00 ) + jsin ( 00 )  + isb  cos ( 1200 ) + jsin ( 1200 )  +
3
isc cos ( 2400 ) + jsin ( 2400 ) 

2
1
1
iss = isa − isb − isc +
3
2
2

 3
3 
j 
isb −
isc ÷
÷
2
2



iss = issα + jissβ
(2.60)

1

1 −

i  2
2
 = 
3
i  3 
0 2
s

s


Như vậy :

Do :

+

1 
isa 
2  
 isb
3 
isc 

2 


=0

Ta được ma trận chuyển đổi abc → αβ :

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 6

HV: PHẠM THỊ HẰNG


1

1 − 2
issα 

3
 s  2
isβ  = 3 0 2
0

 
1 1



1 
2 
 isa 
3 

isb
2  
 i 
1   sc 




(2.62)
Và phép chuyển đổi ngược αβ → abc :



 1
0  s
isa  
 isα 
3  s 
i  =  − 1
isβ
 sb   2
2  

  0 
isc  
− 1 − 3 
 2
2 

Hoặc:


 1
isa  
i  =  − 1
 sb   2
 isc  
 1
− 2


0
3
2
3

2

(2.63)

1
2
 s
1  isα 
 
2  issβ 

1
2 

(2.64)

b) Phép chuyển đổi αβ → dq và dq → αβ

Hình 2.16. Vectơ dòng stator trên hệ tọa độ αβ và hệ tọa độ dq
Từ đó ta có phép chuyển đổi αβ → dq:

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 7

HV: PHẠM THỊ HẰNG


usdf   cos ( ωs t )
 f =
usq   − sin ( ωs t )

sin ( ωs t )  ussα 
 
cos ( ωs t )  u ssβ 

(2.67)

Và phép chuyển đổi dq → αβ:

ussα  cos ( ωs t )
 s =
usβ   sin ( ωs t )

− sin ( ωs t )  usdf 
 
cos ( ωs t )  usqf 

(2.68)

2.6.2. Mô hình trạng thái của động cơ trong hệ trục quay dq.
Ce =

3 L2m '
3
p
Ψ rd isq = p ( 1 − σ ) Ls Ψ 'rd isq
2 Lr
2

(2.78)

 1 1−σ 
disd
1−σ '
1
= −
+
Ψ rd +
usd
÷isd + ωs isq +
dt
σ Tr
σ Ls
 σ Ts σ Tr 

(2.79)

 1 1−σ
= −ωs isd − 
+
dt
 σ Ts σ Tr

(2.80)

disq


1− σ
1
ωΨ 'rd +
usq
÷isq −
σ
σ
Ls


d Ψ 'rd 1
1
= isd − Ψ 'rd
dt
Tr
Tr
d Ψ 'rq
dt

(2.81)

=0

Đối với ĐCKĐB 3 pha, trong hệ tọa độ từ thông và momen quay được biểu
diễn theo các phần tử của vecto dòng stator :
Lm
3 L
Ψ r = Ψ rd =
isd và
Ce = p m Ψ rd isq
2 Lr
1 + Tr s
Nếu thành công trong việc áp đặt nhanh và chính xác dòng
ổn định từ thông

tại mọi điểm làm việc của động cơ và thành công trong

việc áp đặt nhanh và chính xác dòng
coi

để điều khiển

thì theo phương trình trên thì có thể

là đại lương điều khiển momen C e của động cơ, và từ đó điều khiển

được tốc độ động cơ.
uuu
r
isd → Ψ r

isq → Ce → ω

2.7. Phương pháp điều khiển dịnh hướng từ thông (FOC - Field
Oriented Control)
+ Phương pháp điều khiển gián tiếp (IFOC)
GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 8

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Trong phương pháp điều khiển gián tiếp thì góc θ được tính toán
dựa trên tốc độ trượt

ωsl* và thông tin về tốc độ động cơ ωr. Theo sơ đồ, ta

thấy đặc tính của hệ thống phụ thuộc rất nhiều vào việc xác định chính xác
các thông số động cơ.

Hình 2.25. Sơ đồ nguyên lý điều khiển FOC gián tiếp
Điều khiển độc lập từ thông và dòng ứng thực hiện dễ dàng đối với
động cơ DC kích từ độc lập. Đối với động cơ không đồng bộ, cuộn ứng là
rotor và từ thông sinh ra bởi dòng trong cuộn stator. Tuy nhiên, dòng rotor
không được trực tiếp điều khiển bởi nguồn ngoài mà là hệ quả do sức điện
động cảm ứng sinh ra do kết quả chuyển động của rotor so vối từ trường
stator.
FOC là phương pháp điều khiển dòng stator chủ yếu dựa vào biên
độ và góc pha và đặc trưng là các vector. Điều khiển này cơ bản dựa vào
sự tham chiếu về thời gian và tốc độ trên hệ trục d – q, đây là hệ trục bất
biến. Sự tham chiếu này nhằm mục đích để hướng việc khảo sát động cơ
KĐB thành việc khảo sát của động cơ DC.
FOC cần phải có 2 tham số ngõ vào là:
+ Thành phần moment (trục q).
+ Thành phần từ thông (trục d).
Cấu trúc của hệ thống điều khiển định hướng từ thông rotor trong
điều khiển động cơ không đồng bộ ba pha được trình bày như hình 2.25.
Bằng việc mô tả các thành phần của động cơ không đồng bộ ba pha trên
GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 9

HV: PHẠM THỊ HẰNG


hệ tọa độ từ thông rotor (d, q). Vector dòng stator

i s được chia thành hai

thành phần isd và isq. Thành phần isd điều khiển từ thông rotor còn thành
phần isq điều khiển moment quay. Trong hình 2.25, động cơ được nuôi bởi
biến tần nguồn áp, đại lượng điều khiển là điện áp và được đặt vào cuộn
dây stator của động cơ.
Xây dựng thuật toán điều khiển

Hình 2.26. Cấu trúc hiện đại của hệ TĐĐ điều chỉnh tựa theo từ thông
Nguyên tắc điều khiển của FOC dựa trên việc điều khiển động cơ một
chiều kích từ độc lập: từ thông rotor được giữ ổn định bởi dòng i sd,
moment và tốc độ động cơ được điều khiển bởi dòng tạo moment isq.
Các đại lượng đầu ra của bộ ĐC id và bộ ĐCiq được gọi là yd và yq.
Các đại lượng này có kích cỡ và đơn vị như đại lượng dòng điện. Để ghép
nối các tín hiệu này với u sd và usq, ta phải dùng một mạng tính áp (MTu).
*

*
Ngoài ra, ta phải dùng thêm một mạng dòng (MTi) để tính isd và isq từ

các đại lượng từ thông rotor

ψ r*

và tốc độ vượt trước

ω r*

của từ thông

rotor so với trục rotor.
Mạng tính dòng (MTi):

isd* = (1 + sTr )
isq* =

ψ r*
Lm

(2.90)

Trψ r* *
ωr
Lm

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

(2.91)

Page 10

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Mạng tính áp (MTu):

u sd = Rs yd −

ωs Ls
yq
1 + sTσs

usq = Rs yq +

ωs Lσs
L
yd + m ψ rd (2.93)
1 + sTσs
Lr

(2.92)

yd = ( 1 + sTσs ) isd ; y q = ( 1 + sTσs ) i sq (2.94)
Ta nhận thấy yd, yq đồng nhất với các dòng isd, isq sau thời gian trễ Tσs. Các
đại lượng yd và yq là đầu vào của mạng tính áp (MTu).
Với:
L
L − Lm
Tσs = σs = s
: hằng số thời gian từ thông tiêu tán phía stator.
Rs
Rs

Lσs = σ .Ls : điện cảm tiêu tán phía stator.

Hình 2.27. Dòng điện, điện áp, và từ thông rotor trên hệ trục tọa độ (d, q)

θ r : góc lệch giữa hệ trục α-β và dq
θ : góc lệch giữa trục rotor và trục α
Trong phương pháp điều khiển gián tiếp, vị trí góc của vector từ thông rotor
được tính dựa trên tốc độ trượt

ω*sl và thông tin về tốc độ động cơ ω r. Góc

của vector từ thông rotor được xác định.
t

t

0

0

θ r = ∫ ω s* dt = ∫ (ω sl* + ω r ) dt
Tính góc

θ=

1
s

θ r , ta dùng khâu tích phân   :

ωs
s

(2.95)

Bộ biến đổi:
GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 11

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Chuyển đổi hệ tọa độ dòng điện (CĐTi):

isα = isa

1

isβ = 3 ( isa + 2isb )


(2.96)

isd = isα cosθ s + isβ sin θ s
(2.97)

isq = −isα sin θ s + isβ cosθ s
Chuyển đổi hệ tọa độ điện áp (điều chế véc tơ không gian)

u sα = u sd cos θ s − u sq sin θ s

u sβ = u sd sin θ s + u sq cos θ s
u sa = u sα


1
3
u sβ (2.98)
u sb = − u sα +
2
2

u sc = −u sa − u sb
Khâu điều chế tốc độ quay (ĐCω) là khâu PI:

K 

ωr* =  K Pω + Iω (ω * − ω ) (2.99)
s 

Các khâu điều chế dòng (ĐCiq) và (ĐCiq):


K Id 
 yd =  K Pd +
÷∆i
s  sd



 y =  K + K Iq  ∆i
 q  Pq s ÷
÷ sq




(2.100)
(2.101)

Khi quan sát đối tượng điều chỉnh là dòng stator với hai thành phần i sd và isq
ta nhận thấy: nếu hai thành phần dòng điện trên hoàn toàn độc lập với nhau,
thì việc sử dụng cấu trúc cơ bản như trên là hợp lý.
Trong cấu trúc hiện đại của phương pháp FOC, xuất hiện các khối mới: khối
“Ước lượng”, khối “Ổn định từ thông”, khâu “Giới hạn dòng” và khâu “Điều
chỉnh từ thông” (khâu PI).
Trên hệ tọa độ (d, q), dòng i sd được coi là đại lượng điều khiển từ thông rotor.
Tuy nhiên, giữa hai đại lượng tồn tại khâu trễ bậc nhất với hằng số thời gian
Tr .
Lm
ψ rd =
.isd
(2.102)
1 + sTr
GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 12

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Vì vậy cần phải sử dụng khâu “Điều chỉnh từ thông” (khâu PI) để cải thiện
đặc tính truyền đạt đó. Khâu điều chỉnh từ thông có nhiệm vụ gia tốc các quá
trình từ hóa trong động cơ thông qua việc làm giảm tác dụng trễ của T r. Mặc
khác, để điều chỉnh, ta cần có giá trị thực của từ thông (giá trị này rất khó đo
được chính xác). Phương pháp FOC kiểu gián tiếp dùng mô hình từ thông để
ước lượng từ thông trên cơ sở các đại lượng đo được i sd, isq và ωr. Từ các đại
lượng này, ta còn tính được góc

i sq

ω r =
Tr .ψ rd'


ω s = ω sl + ω r

ω
θ = s
s



θ r.

(2.103)

Ngoài ra, khối “Ổn định từ thông” có tác dụng ổn định giá trị từ
thông đặt và khâu “Giới hạn dòng” làm cho dòng điện không vượt quá giá
trị đặt.

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 13

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Chương 3
XÂY DỰNG MÔ HÌNH ĐỘNG CƠ
3.1. Xây dựng cấu trúc điều khiển hiện đại IFOC

Hình 3.1. Sơ đồ cấu trúc hiện đại của phương pháp IFOC sử dụng khâu hiệu
chỉnh PI truyền thống
3.2. Giải thích nguyên lý hoạt động:
Sai lệch tốc độ (giữa tốc độ đặt và tốc độ hồi tiếp của động cơ) được đưa
vào bộ “Điều chỉnh tốc độ” (bộ PI) để hiệu chỉnh. Tín hiệu ngõ ra của bộ PI
là tín hiệu dòng điện đặt trục q (i sq*). Tín hiệu này được đưa qua bộ “Giới hạn
dòng”. Sai lệch giữa tín hiệu dòng i sq* và dòng isq của động cơ được đưa vào
bộ “Điều chỉnh dòng isq” (bộ PI). Tín hiệu ngõ ra của bộ PI là tín hiệu điện áp
đặt trục q (usq*) (1).
Sai lệch dòng từ hóa và từ thông được ước lượng từ khối “Ước lượng
dòng hồi tiếp – tiếp dòng”) được đưa vào bộ “Điều chỉnh dòng từ hóa” (bộ
PI) để hiệu chỉnh. Tín hiệu ngõ ra của bộ PI là tín hiệu dòng điện đặt trục d
(isd*). Tín hiệu này được đưa qua bộ “Giới hạn dòng ”. Sai lệch giữa tín hiệu
dòng isd* và dòng isd của động cơ được đưa vào bộ “Điều chỉnh dòng i sd” (bộ
PI). Tín hiệu ngõ ra của bộ PI là tín hiệu điện áp đặt trục d (usd*) (2).
Từ (1) và (2), các tín hiệu điện áp stator trong hệ trục tọa độ quay (d, q)
usq* và usd* được qua mạng tính áp chuyển đổi thành điện áp usd và usq sau đó
dược chuyển qua hệ trục tọa độ tĩnh (α, β): u salfa, usbeta bằng khối chuyển tọa
độ. Các tín hiệu điện áp này được đưa vào động cơ để điều khiển.
Khối “Ước lượng dòng hồi tiêp – tiếp dòng” có nhiệm vụ tính toán các đại
lượng:
+ Dòng từ hóa – isf (đặt trưng cho từ thông)
GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 14

HV: PHẠM THỊ HẰNG


+ cos(tetaf), sin(tetaf) dùng cho khâu chuyển trục tọa độ (d, q)→(α, β)
+ Tốc độ từ thông wf, dòng hồi tiếp Isd, Isq
+ Tín hiệu đầu vào của “Bộ ước lượng” là các dòng điện I sa, Isb, Isb và tốc độ
(ω) của động cơ.
Tín hiệu ngõ ra của động cơ không đồng bộ cần quan sát là từ thông (fr), tốc
độ (wr), moment (Ce) và dòng điện ba pha (Iabc).
3.3. Phân tích các khối cơ bản trong sơ đồ:
Khối dò từ thông: [8]

Hình 3.2 Khối dò từ thông
Đầu vào là tốc độ rotor và đầu ra là dòng từ hoá điều chỉnh từ thông Khối
chuyển trục toạ độ (a; b; c) → (α; β):

Hình 3.3. Khối chuyển trục toạ độ (a; b; c) → (α; β)
Phép chuyển đổi Clark – thuận được dùng trong khối này dựa vào ma trận
chuyển đổi (2.62) thuộc chương 2.
Khối chuyển trục toạ độ (α; β) → (a; b; c):

Hình 3.4. Khối chuyển trục toạ độ (α; β) → (a; b; c)
Phép chuyển đổi Clark – ngược được dùng trong khối này dựa vào ma trận
chuyển đổi (2.64) thuộc chương 2.
Khối chuyển trục toạ độ (α; β) → (d; q):

Hình 3.5. Khối chuyển trục toạ độ (α; β) → (d; q)
GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 15

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Phép chuyển đổi Park – thuận được dùng trong khối này dựa vào ma trận
chuyển đổi (2.67) thuộc chương 2.
Khối chuyển trục toạ độ (d; q) → (α; β):

Hình 3.6. Khối chuyển trục toạ độ (d; q) → (α; β)
Phép chuyển đổi Park – thuận được dùng trong khối này dựa vào ma trận
chuyển đổi (2.68) thuộc chương 2.
Mô hình tính toán của động cơ:

Hình 3.7. Mô hình hình tính toán của động cơ
Đầu vào của khối gồm các đại lượng điện áp ba pha u sa, usb, usc và mômen
đặt Crn.
Đầu ra của khối: gồm
+ Các đại lượng dòng điện pha isa, isb, isc được tính toán từ phép chuyển đổi
Clack – thuận từ các đại lượng isα, isβ; tốc độ quay rotor ωr thu được từ mô
hình toán của động cơ.
+ Mômen điện từ Ce thu được từ công thức (2.59) thuộc chương 2.
Ce =

3 L2m
p ( Ψ 'rα isβ − Ψ 'r β isα )
2 Lr

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 16

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Hình 3.8. Mô hình toán của động cơ trên khung tham chiếu (α; β)
Mô hình toán của động cơ trên khung tham chiếu (α; β) gồm năm hàm toán
F1, F2, F3, F4, F5 tương ứng vói các công thức: (2.50), (2.51), (2.52), (2.53),
(2.58).
Các đại lượng đầu vào của mô hình gồm: các đại lượng điện áp u sα, usβ, và
mô-men đặt Cr
Các đại lượng đầu ra của mô hình gồm: các đại lượng dòng điện i sα, isβ, từ
thông falfa, fbeta, và tốc độ quay của rotor ωr được lấy tích phân từ các hàm toán
F1, F2, F3, F4, F5 tương ứng.
Các hệ số dùng tính toán trong phương trình (2.50), (2.51), (2.52), (2.53),
(2.58) như Lr, Ls, Rr, Rs, Tr, Ts, σ ... được nhập từ chương trình m_file của
Matlab.
Mô hình ước lượng hồi tiếp - tiếp dòng:

Hình 3.9. Mô hình hình ước lượng hồi tiếp - tiếp dòng
Với các đại lượng đầu vào là i sa, isb, isc và tốc độ rotor ωr ta ước lượng
được hai đại lượng từ thông là fralfa (ψrα) và frbeta (ψrβ),
Đại lượng dòng điện đầu vào i sa, isb, isc được cho qua khối chuyển
tọa độ (a; b; c) → (α; β) cho đại lượng đầu ra là isα, isβ .
GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 17

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Như đã biết hai đại lượng dòng điện stator và từ thông trên khung
quy chiếu rotor quay tồn tại một khâu trễ bậc nhất với hằng số thời gian T r
vậy nếu biết được dòng điện stator trên hệ quy chiếu rotor quay ta có thể
biết được từ thông quay rotor. Hệ quy chiếu quay rotor quay quanh hệ quy
chiếu (α; β) với tốc độ ω nên có thề dùng phép biên đổi Park thuận để
chuyển dòng stator từ hệ trục (α; β) lên hệ trục (d; q) rotor sau đó nhân thêm
khâu trễ bậc nhất 1/(1+s*Tr) để có được từ thông trên hệ quy chiếu rotor
quay tiếp đến dùng phép biên đổi Park ngược để đưa từ thông rotor về hệ (α;
β): fralfa (ψrα) và frbeta (ψrβ).
Từ đó tính được costetaf (cosθ) và sintetaf (sinθ) như sau:
cosθ =

ψ rα
ψ +ψ
2


2


; sin θ =

ψ rβ
ψ + ψ 2rβ
2


Hai đại lượng này là đầu vào của khối chuyển tọa độ (α; β) → (d; q) dùng để
chuyển đổi đại lượng dòng điện isα, isβ tại ngõ vào thành isd, isq ở ngõ ra.
Dòng từ hóa đưa vào khối dò từ thông isf được tính từ công thức:
isf =

ψ 2rα + ψ 2rβ
Lm

=

ψr
Lm

* Động cơ không đồng bộ trong quá trình vận hành thường có sự biến động
các tham số trong mô hình toán do sự thay đổi nhiệt độ, do tải đột ngột thay
đổi… nên PI truyền thống thường cho đáp ứng không tốt gây sai số xác lập
cao và thời gian đáp ứng chậm làm giảm hiệu suất trong truyền động do đó
có thể thay thế các khâu PI truyền thống này bằng bộ điều khiển mờ FLC
cho đáp ứng động tốt hơn.

Hình 3.10. Sơ đồ cấu trúc hiện đại của phương pháp IFOC sử
dụng bộ điều khiển mờ FLC
GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 18

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Chương 4
XÂY DỰNG BỘ ĐIỀU KHIỂN LOGIC MỜ
4.1. Lý thuyết hệ mờ
4.1.1. Một số khái niệm cơ bản
a) Định nghĩa tập mờ
Trong lý thuyết về tập bình thường, tập thực (không mờ), các phần tử có thể
nằm hoàn toàn hay không nằm hoàn toàn trong tập này. Nhắc lại, hàm thành
viên μA(x) của x trong tập truyền thống A, là tập con của vũ trụ X, thì được
định nghĩa là:[5]
1, x ∈ A,
µ A ( x) = 
(4.1)
0, x ∉ A,
b) Hàm liên thuộc
Hàm liên thuộc đặc trưng cho độ phụ thuộc của một phần của bất kỳ thuộc
tập cơ sở X vào tập mờ A . Nói cách khác, tập mờ xác định bởi hàm liên
thuộc của nó

1, x∈ A
µA = 
, được gọi là hàm thuộc của A.
0, x∉ A
c) Biến ngôn ngữ
Mỗi giá trị ngôn ngữ của biến được xác định bằng một tập mờ định nghĩa
trên tập nền là tập các số thực chỉ giá trị vật lý của biến.
Ánh xạ như trên còn gọi là quá trình Mờ hoá của giá trị rõ tốc độ chuyển
động n
4.1.2 Mệnh đề hợp thành mờ, luật hợp thành mờ
a) Mệnh đề hợp thành:
- Khái niệm: Mệnh đề hợp thành tương ứng với một luật điều khiển có
dạng:
IF THEN
- Nguyên tắc Mamdani:
“Độ phụ thuộc của kết luận không được lớn hơn độ phụ thuộc của
điều kiện”. (Nguyên tắc này không được sử dụng để mô tả mệnh đề hợp
thành mờ trong điều khiển)
- Nếu hệ thống có nhiều đầu vào và nhiều đầu ra thì mệnh đề tổng quát có
dạng như sau:
If N = ni and M = mi and … Then R = ri and K = ki and - Quy tắc
hợp thành MIN: Xét mệnh đề hợp thành A => B, ta có giá trị của mệnh đề

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 19

HV: PHẠM THỊ HẰNG


hợp thành mờ là mộ tập mờ B’ định nghĩa trên nền Y và có hàm liên thuộc
là μB’(y) = min{μA, μB(y)}
b) Luật hợp thành mờ:
+ Luật hợp thành MAX – MIN
Xét quy tắc thứ k của quy tắc mờ
rk: nếu (x1 là A1k ) và ( x2 là A2k) thì (y là Bk )
giả sử ngõ vào x1 là A1 và x2 là A2 tìm y.
ngõ ra y tính theo phương pháp suy diễn MAX−MIN như sau:

Hình 4.4. phép suy diễn Max-min
μA∪B(x) =Max min{μA(x) , μB(x)}
(4.7)
4.1.3. Giải mờ
+ Phương pháp trọng tâm (COG – Center of Gravity hay COA – Center of
Area): thường dùng trong các ứng dụng, được biểu diễn qua biểu thức

z* =

∫ u(z).zdz
∫ u(z)dz

(4.10)

Hình 4.7. phương pháp trọng tâm
4.1.4 Bộ điều khiển mờ
Nguyên lý điều khiển mờ

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 20

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Hình 4.10. Nguyên lý điều khiển mờ
Các nguyên lý thiết kế hệ thống điều khiển mờ:
+ Giao diện đầu gồm các khâu: Mờ hoá, các khâu hiệu chỉnh tỉ lệ, tích
phân, vi phân …
+ Thiết bị hợp thành: Sự khai triển luật hợp thành mờ.
+ Giao diện đầu ra gồm: Khâu giải mờ và các khâu trực tiếp với đối
tượng.
Trình tự thiết kế một bộ điều khiển mờ:
- Bước 1: Định nghĩa tất cả các biến ngôn ngữ vào/ra.
- Bước 2: Xác định các tập mờ cho từng biến ngôn ngữ vào/ra (mờ hoá).
+ Miền giá trị vật lý của các biến ngôn ngữ.
+ Số lượng tập mờ.
+ Xác định hàm phụ thuộc.
+ Rời rạc hoá tập mờ.
- Bước 3: Xây dựng luật hợp thành.
- Bước 4: Giải mờ và tối ưu hoá.
4.2. Điều khiển PID – Mờ
4.2.1. Điều khiển PID – truyền thống
c) Khâu hiệu chỉnh tích phân tỷ lệ PI:
Hàm truyền : G(s) = K P +


KI
1
= K P  1+
÷
÷
s
 Ti s 

(4.15)
4.2.2. Điều khiển PID – Mờ:

Hình 4.13. Bộ điều khiển PI mờ dùng hệ quy tắc Mamdani
4.3. Xây dựng bộ điều khiển mờ FLC (PI) trong Simulink
Từ bộ điều khiển mờ hình 4.13a, ta xây dựng bộ điều khiển mờ
trên matlab simulink

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 21

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Hình 4.15a. Cấu trúc bộ điều khiển mờ FLC
Thiết lập thông số:

Hình 4.15b: Thiết lập ngõ vào, ra của FLC
+ Sai số ngõ vào “e”:

Hình 4.15c. Sai số ngõ vào e
+Tích phân sai số ngõ vào “ie”:

Hình 4.15d. Sai số ngõ vào ie
Các khoảng mờ trong trường hợp này được lựa chọn và tinh chỉnh theo
phương pháp thử sai để có đáp ứng tốt nhất
+ Thay đổi tại ngõ ra “co”:

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 22

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Hình 4.16. Thay đổi tại ngõ ra “co”:
4.3.3. Thiết lập luật hợp thành
Toàn bộ có 9 luật hợp thành “NẾU – THÌ” sử dụng thiết kế điều khiển mờ
như sau:
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
-

NẾU (e là AL)
NẾU (e là ZE)
NẾU (e là DL)
NẾU (e là AL)
NẾU (e là ZE)
NẾU (e là DL)
NẾU (e là AL)
NẾU (e là ZE)
NẾU (e là DL)

VÀ (ie là AL)
VÀ (ie là AL)
VÀ (ie là AL)
VÀ (ie là ZE)
VÀ (ie là ZE)
VÀ (ie là ZE)
VÀ (ie là DL)
VÀ (ie là DL)
VÀ (ie là DL)

THÌ (co là AL)
THÌ (co là AL)
THÌ (co là ZE)
THÌ (co là AL)
THÌ (co là ZE)
THÌ (co là DL)
THÌ (co là ZE)
THÌ (co là DL)
THÌ (co là DL)

Nếu sai số ngõ vào lớn thì thay đổi ngõ ra là lớn cần luật điều khiển
mạnh để rút ngắn thời gian, đưa sai lệch về nhỏ nhất
Nếu sai số ngõ vào là không thì thay đổi ngõ ra là không

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 23

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Chương 5
KẾT QUẢ MÔ PHỎNG
5.1. Mô phỏng
Các thông số của động cơ dùng mô phỏng:

Công suất định mức của động cơ: 7500W

Dòng điện định mức: I = 16.5A

Điện áp định mức: V = 380V

Điện cảm cuộn stator: Ls = 0,996 H

Điện cảm cuộn rotor: Lr = 0,996 H

Điện trở rotor: Rr = 0,706Ω

Điện trở stator: Rs = 0,728Ω

Tốc độ định mức ωđm = 297.6 rad/s
Trình tự mô phỏng:
 Thời gian mô phỏng là 3s.
 Giá trị của từ thông đặt là 0.915Wb trong suốt quá trình mô
phỏng.
 Mô phỏng điều khiển tốc độ với nhiều trường hợp khác nhau
nhằm so sánh đáp ứng của bộ điều khiển mờ FLC và PI
truyền thống.
TH1: Mô phỏng động cơ ở tốc độ định mức và đặt tải Crn=0Nm (không
tải) tại thời điểm t = 1s
Động cơ được mô phỏng ở chế độ không tải với tốc độ định mức theo
giản đồ hình 5.1, đáp ứng ngõ ra như sau:

Hình 5.1: Tốc độ và mô men đặt.

GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 24

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Hình 5.2: Tốc độ đáp ứng với PI.

Hình 5.3: Tốc độ đáp ứng với FLC.
 Nhận xét:
Do quán tính ban đầu của động cơ nên trong quá trình khởi động của
động cơ tốc độ đáp ứng dao động trong một khoảng thời gian xác lập mới đi
vào giá trị ổn định.
Trong trường hợp này mô-men tải đặt là không tải tại thời điểm t = 1s
lúc này tốc độ ổn định tại giá trị định mức,
Quan sát thấy khi không tải, động cơ chạy với tốc độ tăng dần và đạt
tốc độ định mức. Với FLC tốc độ động cơ tang 298.9 Rad/s đạt ổn định sau
GVHD: TS NGUYẾN MINH TÂM

Page 25

HV: PHẠM THỊ HẰNG


Tài liệu bạn tìm kiếm đã sẵn sàng tải về

Tải bản đầy đủ ngay

×